工程近似PR控制器传递函数为:
G P R ( s ) = ≈ 1 2 [ G P I ( s + j w 0 ) + G P I ( s − j w 0 ) ] = K p + K i s s 2 + w o 2 G_{PR}(s)=\approx \frac{1}{2}[G_{PI}(s+jw_0)+G_{PI}(s-jw_0)]=Kp+\frac{K_is}{s^2+w_o^2} GPR(s)=≈21[GPI(s+jw0)+GPI(s−jw0)]=Kp+s2+wo2Kis
根据 L { e − a t } = 1 s + a L\{ e^{-at} \}=\frac{1}{s+a} L{
e−at}=s+a1有:
F ( s ) = L { c o s ( w t ) } = L { ∫ 0 ∞ e − s t c o s ( w t ) d t } = L { 1 2 ∫ 0 ∞ e − s t ( e j w t + e − j w t ) } ⇒ s s 2 + w 2 F(s)=L\{cos(wt)\}=L\{ \int_{0}^{\infty} {e^{-st}cos(wt)dt}\}=L\{ \frac{1}{2} \int_{0}^{\infty}{e^{-st}(e^{jwt}+e^{-jwt})} \} \Rightarrow \frac{s}{s^2+w^2} F(s)=L{
cos(wt)}=L{
∫0∞e−stcos(wt)dt}=L{
21∫0∞e−st(ejwt+e−jwt)}⇒s2+w2s
定义: G P R ( s ) = K p + K r s s 2 + w 0 2 G_{PR}(s)=K_p+\frac{K_rs}{s^2+w_0^2} GPR(s)=Kp+s2+w02Krs显然谐振环节是PR控制器的核心,其中, K p 、 K r K_p、K_r Kp、Kr分别为比例增益系数和谐振增益系数, w 0 w_0 w0为谐振频率。
PR控制器的增益函数为:
∣ G P R ( s ) I s = j w 0 ∣ = K p 2 + K r w 0 − w 0 2 + w 0 2 |G_{PR}(s)I_{s=jw_0}|=\sqrt{K_p^2+ \frac{K_rw_0}{-{w_0}^2+w_0^2}} ∣GPR(s)Is=jw0∣=Kp2+−w02+w02Krw0
PR控制器在 w 0 w_0 w0处的增益接近于无限大,在其他频率下增益低,能够有效地抑制扰动信号。可以把PR看作带宽极窄的二阶带通滤波器。
下图为PR控制器的波特图:(注:横坐标单位是rad/s,可以右键点击“属性”–>“单位”–>“频率”–>“HZ”)
附matlab绘图代码:
% % %理想PR控制器Bode图
Kr = 1;Kp = 1;wo = 100*pi;PR_ideal1 = Kp +tf([Kr,0],[1,0,wo^2]);
Kr = 10;Kp = 1;wo = 100*pi;PR_ideal2 = Kp +tf([Kr,0],[1,0,wo^2]);
bode(PR_ideal1,PR_ideal2);grid on;
legend('Kr=1','Kr=10');
title('PR控制器Bode图')
理想的PR控制器是完全可以实现对应频率的交流量实现无静差跟踪的,但是在谐振频率附近的频段带宽过于狭窄,而在 w 0 w_0 w0处的增益过高,会使得系统的稳定性不够,当交流信号发生些许偏移时,PR控制器就无法精准工作在预设频率上了,虽然可以通过调节 K r K_r Kr增大带宽,但是会使得增益变化和相位变化明显增大,会造成系统不稳定。由于PR控制器对于电网参数过于敏感,所以通常不在实际中运用。
为了提高PR控制器抵抗网侧频率干扰的能力,对PR控制器进行改进,改进后的传递函数如下所示:
G P R ( s ) = K p + 2 K r w c s s 2 + 2 w c s + w 0 2 G_{PR}(s)=K_p+\frac{2K_rw_cs}{s^2+2w_cs+w_0^2} GPR(s)=Kp+s2+2wcs+w022Krwcs
其中 w c w_c wc为截止频率,代表控制器跟踪参考信号的响应速度
准PR控制器的增益函数:
∣ G P R ( s ) ∣ s = j w 0 = K p + K r |G_{PR}(s)|_{s=jw_0}=K_p+K_r ∣GPR(s)∣s=jw0=Kp+Kr
根据准PR增益函数可知,当输入信号频率为 w 0 w_0 w0时,增益为 ( K p + K r ) (K_p+K_r) (Kp+Kr),不再像PR控制器那样增益无穷大。
下图为准PR控制器的波特图:
附matlab绘图代码:
% % %准PR控制器Bode图
Kp = 1;Kr = 1;wc = 0.5*2*pi;wo = 100*pi;PRs1 = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1 2*wc wo*wo]);
Kp = 1;Kr = 10;wc = 0.5*2*pi;wo = 100*pi;PRs2 = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1 2*wc wo*wo]);
bode(PRs1,PRs2);grid on;
legend('Kr=1','Kr=10');
title('准PR控制器Bode图')
通过准PR控制器的Bode图可知增益幅度符合传递函数所述,同时调节谐振增益系数可以增大谐振频率附近的频段带宽。
使用控制变量,分别对与不同的Kp、Kr、wc进行比较,熟悉不同参数对于控制器带来的影响,如下图所示:
附matlab绘图代码:
% % %使用控制变量,分别对与不同的Kp、Kr、wc进行比较,熟悉不同参数对于控制器带来的影响
figure()
subplot(1,3,1)
Kp = 1;Kr = 100;wc = 0.5*2*pi;wo = 100*pi;PRs1 = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1 2*wc wo*wo]);
Kp = 10;Kr = 100;wc = 0.5*2*pi;wo = 100*pi;PRs2 = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1 2*wc wo*wo]);
Kp = 100;Kr = 100;wc = 0.5*2*pi;wo = 100*pi;PRs3 = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1 2*wc wo*wo]);
bode(PRs1,PRs2,PRs3);grid on;
legend('KP=1','KP=10','KP=100');title('变KP')
subplot(1,3,2)
Kp = 1;Kr = 10;wc = 0.5*2*pi;wo = 100*pi;PRs1 = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1 2*wc wo*wo]);
Kp = 1;Kr = 100;wc = 0.5*2*pi;wo = 100*pi;PRs2 = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1 2*wc wo*wo]);
Kp = 1;Kr = 1000;wc = 0.5*2*pi;wo = 100*pi;PRs3 = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1 2*wc wo*wo]);
bode(PRs1,PRs2,PRs3);grid on;
legend('Kr=10','Kr=100','Kr=1000');title('变Kr')
subplot(1,3,3)
Kp = 1;Kr = 100;wc = 0.1*2*pi;wo = 100*pi;PRs1 = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1 2*wc wo*wo]);
Kp = 1;Kr = 100;wc = 0.5*2*pi;wo = 100*pi;PRs2 = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1 2*wc wo*wo]);
Kp = 1;Kr = 100;wc = 1*2*pi;wo = 100*pi;PRs3 = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1 2*wc wo*wo]);
bode(PRs1,PRs2,PRs3);grid on;
legend('wc=0.1*2*pi','wc=0.5*2*pi','wc=1*2*pi');title('变wc')
在进行理论分析时,Matlab实现离散化很方便。
当 K p = 10 、 K r = 100 、 w c = 0.5 ∗ 2 ∗ π 、 w o = 100 π K_p=10、K_r=100、wc=0.5*2*\pi、wo=100\pi Kp=10、Kr=100、wc=0.5∗2∗π、wo=100π时,连续时间模型为:
当采样时间 T s = 1 0 − 6 Ts=10^{-6} Ts=10−6时,其他参数不变,离散时间模型为:
附matlab转换代码:(注:表达式后面不要加“ ; ”,静态检查的警告忽略)
% % % 准PR控制器传递函数离散化,其中Ts、Kp、Kr、wo、wc自定义输入
Ts = 1*10^-6;Kp = 10;Kr = 100;wc = 0.5*2*pi;wo = 100*pi;
sysc = Kp+tf([2*Kr*wc,0],[1,2*wc,wo*wo])%sysc为连续时间模型
sysd = c2d(sysc,Ts,'tustin')%sysd为带采样时间Ts的离散时间模型
在DSP或单片机中对于仅改变 K p 、 K r 、 w c 、 w o K_p、K_r、wc、wo Kp、Kr、wc、wo离散化传递函数可过程借助编程得到,而不需要借助三方软件计算得到离散化传递函数,故而具备离散化的计算推导能力是很有必要的。
使用Tustin变换(大多数DSP厂家算法库的选择), s = 2 T s z − 1 z + 1 s=\frac{2}{T_s}\frac{z-1}{z+1} s=Ts2z+1z−1,带入PR传递函数,便可以得到PR控制器的差分方程,再根据差分方程得到离散域表达式(二者只是形式不一样),根据Z域表达式进行代码实现。
差分方程:
Y ( z ) X z = a 0 + a 1 z − 1 + a 2 z − 2 + . . . + a k z − k b 0 + b 1 z − 1 + b 2 z − 2 + . . . + b k z − k \frac{Y(z)}{X{z}}=\frac{a_0+a_1z^{-1}+a_2z^{-2}+...+a_kz^{-k}}{b_0+b_1z^{-1}+b_2z^{-2}+...+b_kz^{-k}} XzY(z)=b0+b1z−1+b2z−2+...+bkz−ka0+a1z−1+a2z−2+...+akz−k
Z域表达式:
b 0 y [ n ] + b 1 y [ n − 1 ] + b 2 y [ n − 2 ] + . . . + b k y [ n − k ] = a 0 x [ n ] + a 1 x [ n − 1 ] + a 2 x [ n − 2 ] + . . . + a k x [ n − k ] b_0y[n]+b_1y[n-1]+b_2y[n-2]+...+b_ky[n-k]=a_0x[n]+a_1x[n-1]+a_2x[n-2]+...+a_kx[n-k] b0y[n]+b1y[n−1]+b2y[n−2]+...+bky[n−k]=a0x[n]+a1x[n−1]+a2x[n−2]+...+akx[n−k]
PR控制器离散化推导过程:
P R ( s ) = K p + 2 K r w c s s 2 + 2 w c s + w 0 2 = s p K + 2 w c s K p + w 0 2 K p + 2 K r w c s s 2 + 2 w c s + w 0 2 = s 2 K p + 2 w c s ( K p + K r ) + w 0 2 K p s 2 + 2 w c s + w 0 2 \begin{aligned} PR(s)&=K_p+\frac{2K_rwcs}{s^2+2wcs+w_0^2}\\ &=\frac{s^K_p+2wcsK_p+w_0^2K_p+2K_rwcs}{s^2+2wcs+w0^2}\\ &=\frac{s^2K_p+2wcs(K_p+K_r)+w_0^2K_p}{s^2+2wcs+w_0^2}\\ \end{aligned} PR(s)=Kp+s2+2wcs+w022Krwcs=s2+2wcs+w02spK+2wcsKp+w02Kp+2Krwcs=s2+2wcs+w02s2Kp+2wcs(Kp+Kr)+w02Kp
将 s = 2 T s z − 1 z + 1 s=\frac{2}{T_s}\frac{z-1}{z+1} s=Ts2z+1z−1带入上式,得差分方程:
P R ( z ) = Y ( z ) X ( z ) = K p ( 2 T s z − 1 z + 1 ) 2 + ( 2 w c K p + 2 w c K r ) ( 2 T s z − 1 z + 1 ) + K p w 0 2 ( 2 T s z − 1 z + 1 ) 2 + 2 w c ( 2 T s z − 1 z + 1 ) + w 0 2 = 4 K p T s 2 ( z 2 − 2 z + 1 ) + 4 w c T s ( K p + K r ) ( z 2 − 1 ) + K p w 0 2 ( z 2 + 2 z + 1 ) 4 T 2 ( z 2 − 2 z + 1 ) + 4 w c T s ( z 2 − 1 ) + w 0 2 ( z 2 + 2 z + 1 ) = ( 4 K p T s 2 + 4 w c T s + K p w 0 2 ) z 2 + ( − K p T s 2 + 2 K p w 0 2 ) z + [ 4 K p T s 2 − 4 w c T s ( K p + K r ) + K p w 0 2 ] ( 4 T s 2 + 4 w c T s + w 0 2 ) z 2 + ( − 8 T s 2 + 2 w 0 2 ) z + ( 4 T s 2 − 4 w c T s + w 0 2 ) = [ 4 K p T s 2 + 4 w c T s ( K p + K r ) + K p w 0 2 ] + ( − 8 K p T s 2 + 2 K p w 0 2 ) z − 1 + [ 4 K p T s 2 − 4 w c T s ( K p + K r ) + K p w 0 2 ] z − 2 ( 4 T s 2 + 4 w c T s + w 0 2 ) + ( − 8 T s 2 + 2 w 0 2 ) z − 1 + ( 4 T s 2 − 4 w c T s + w 0 2 ) z − 2 \begin{aligned} PR(z)=\frac{Y(z)}{X(z)}&=\frac{K_p(\frac{2}{T_s}\frac{z-1}{z+1})^2+(2wcK_p+2wcK_r)(\frac{2}{T_s}\frac{z-1}{z+1})+K_pw_0^2}{(\frac{2}{T_s} \frac{z-1}{z+1})^2+2wc(\frac{2}{T_s}\frac{z-1}{z+1})+w_0^2}\\ &=\frac{\frac{4K_p}{T_s^2}(z^2-2z+1)+\frac{4wc}{T_s}(K_p+K_r)(z^2-1)+K_pw_0^2(z^2+2z+1)}{\frac{4}{T^2}(z^2-2z+1)+\frac{4wc}{T_s}(z^2-1)+w_0^2(z^2+2z+1)}\\ &=\frac{(\frac{4K_p}{T_s^2}+\frac{4wc}{T_s}+K_pw_0^2)z^2+(-\frac{K_p}{T_s^2}+2K_pw_0^2)z+[\frac{4K_p}{T_s^2}-\frac{4wc}{T_s}(K_p+K_r)+K_pw_0^2]}{(\frac{4}{T_s^2}+\frac{4wc}{T_s}+w_0^2)z^2+(-\frac{8}{T_s^2}+2w_0^2)z+(\frac{4}{T_s^2}-\frac{4wc}{T_s}+w_0^2)}\\ &=\frac{[\frac{4K_p}{T_s^2}+\frac{4wc}{T_s}(K_p+K_r)+K_pw_0^2]+(-\frac{8K_p}{T_s^2}+2K_pw_0^2)z^{-1}+[\frac{4K_p}{T_s^2}-\frac{4wc}{T_s}(K_p+K_r)+K_pw_0^2]z^{-2}}{(\frac{4}{T_s^2}+\frac{4wc}{T_s}+w_0^2)+(-\frac{8}{T_s^2}+2w_0^2)z^{-1}+(\frac{4}{T_s^2}-\frac{4wc}{T_s}+w_0^2)z^{-2}}\\ \end{aligned} PR(z)=X(z)Y(z)=(Ts2z+1z−1)2+2wc(Ts2z+1z−1)+w02Kp(Ts2z+1z−1)2+(2wcKp+2wcKr)(Ts2z+1z−1)+Kpw02=T24(z2−2z+1)+Ts4wc(z2−1)+w02(z2+2z+1)Ts24Kp(z2−2z+1)+Ts4wc(Kp+Kr)(z2−1)+Kpw02(z2+2z+1)=(Ts24+Ts4wc+w02)z2+(−Ts28+2w02)z+(Ts24−Ts4wc+w02)(Ts24Kp+Ts4wc+Kpw02)z2+(−Ts2Kp+2Kpw02)z+[Ts24Kp−Ts4wc(Kp+Kr)+Kpw02]=(Ts24+Ts4wc+w02)+(−Ts28+2w02)z−1+(Ts24−Ts4wc+w02)z−2[Ts24Kp+Ts4wc(Kp+Kr)+Kpw02]+(−Ts28Kp+2Kpw02)z−1+[Ts24Kp−Ts4wc(Kp+Kr)+Kpw02]z−2
Z域表达式:
b 0 y [ n ] + b 1 y [ n − 1 ] + b 2 y [ n − 2 ] = a 0 x [ n ] + a 1 x [ n − 1 ] + a 2 x [ n − 2 ] b_0y[n]+b_1y[n-1]+b_2y[n-2]=a_0x[n]+a_1x[n-1]+a_2x[n-2] b0y[n]+b1y[n−1]+b2y[n−2]=a0x[n]+a1x[n−1]+a2x[n−2]
{ a 0 = ( 4 K p T s 2 + 4 w c T s ( K p + K r ) + K p w 0 2 ) a 1 = ( − 8 K p T s 2 + 2 K p w 0 2 ) a 2 = [ 4 K p T s 2 − 4 w c T s ( K p + K r ) + K p w 0 2 ] { b 0 = ( 4 T s 2 + 4 w c T s + w 0 2 ) b 1 = ( − 8 T s 2 + 2 w 0 2 ) b 2 = ( 4 T s 2 − 4 w c T s + w 0 2 ) \begin{cases} a_0=(\frac{4K_p}{T_s^2}+\frac{4wc}{T_s}(K_p+K_r)+K_pw_0^2)\\ a_1=(-\frac{8K_p}{T_s^2}+2K_pw_0^2)\\ a_2=[\frac{4K_p}{T_s^2}-\frac{4wc}{T_s}(K_p+K_r)+K_pw_0^2]\\ \end{cases} \begin{cases} b_0=(\frac{4}{T_s^2}+\frac{4wc}{T_s}+w_0^2)\\ b_1=(-\frac{8}{T_s^2}+2w_0^2)\\ b_2=(\frac{4}{T_s^2}-\frac{4wc}{T_s}+w_0^2)\\ \end{cases} ⎩
⎨
⎧a0=(Ts24Kp+Ts4wc(Kp+Kr)+Kpw02)a1=(−Ts28Kp+2Kpw02)a2=[Ts24Kp−Ts4wc(Kp+Kr)+Kpw02]⎩
⎨
⎧b0=(Ts24+Ts4wc+w02)b1=(−Ts28+2w02)b2=(Ts24−Ts4wc+w02)
通常会将差分方程表示成:
Y ( z ) X ( z ) = a 0 + a 1 z − 1 + a 2 z − 2 + . . . + a k z − k 1 + b 1 z − 1 + b 2 z − 2 + . . . + b k z − k y [ n ] + b 1 y [ n − 1 ] + b 2 y [ n − 2 ] = a 0 x [ n ] + a 1 x [ n − 1 ] + a 2 x [ n − 2 ] \frac{Y(z)}{X(z)}=\frac{a_0+a_1z^{-1}+a_2z^{-2}+...+a_kz^{-k}}{1+b_1z^{-1}+b_2z^{-2}+...+b_kz^{-k}}\\ y[n]+b_1y[n-1]+b_2y[n-2]=a_0x[n]+a_1x[n-1]+a_2x[n-2]\\ X(z)Y(z)=1+b1z−1+b2z−2+...+bkz−ka0+a1z−1+a2z−2+...+akz−ky[n]+b1y[n−1]+b2y[n−2]=a0x[n]+a1x[n−1]+a2x[n−2]
故而在代码实现中可以看到 a 0 、 a 1 、 a 2 、 b 1 、 b 2 a_0、a_1、a_2、b_1、b_2 a0、a1、a2、b1、b2各系数除以 b 0 b_0 b0。
比例增益系数 K p K_p Kp和谐振增益系数 K r K_r Kr主要影响控制器的增益和相位裕度,截止频率 w c w_c wc主要影响谐振频率 w o w_o wo处的带宽,调节 K p K_p Kp和 K r K_r Kr可以优化系统的动态性能和稳态性能,调节 w c w_c wc可以改善系统的抗干扰能力。
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